Найпростіші підсилювачі на польових транзисторах

Рис.4.6. Підсилювач на польовому транзисторі.

На рис.4.6 показано схему підсилювального каскаду на польовому транзисторі із затвором у вигляді p-n-переходу (з каналом n-типу), що

використовує одне джерело живлення Е_с. Початковий режим роботи польового транзистора забезпечується значенням постійного струму стоку I_0с і відповідною йому постійною напругою на стоці V_0с.

Струм І_0с у вихідному (стоковому) колі встановлюється за допомогою джерела живлення Е_с і початкової напруги зміщення на затворі V_0з, від'ємної полярності відносно витоку (для польового транзистора з p-ка-налом - додатної полярності). В свою чергу напруга V_0з забезпечується за рахунок того самого струму І_0з, що протікає через резистор у колі витоку R_в, тобто V_0з=І_0зR_в. Змінюючи опір R_в, можна змінювати напругу V_0з і струм стоку І_0с, встановлюючи їхнє необхідне значення. Напругу V_0с в даній схемі можна знайти з виразу

 

V_0с=Е_с - І_0с (R_в+R_с). (4.27)

Резистор R_в, крім функції автоматичного зміщення на затворі, вико-нує функцію термостабілізації режиму роботи підсилювача за постійним струмом, стабілізуючи значення І_0с. Щоб на цьому опорі не виділялась напруга за рахунок змінної складової струму І_с (що призвело б до наявності від'ємного оберненого зв'язку по сигналу), його шунтують конденсатором С_в, ємність якого визначається з умови С_в> > 1/(wR_в), де w-колова частота підсилюваного сигналу.

Активний режим роботи польового транзистора забезпечується резистором у колі стоку R_с, з якого знімається змінний вихідний сигнал при наявності вхідного підсилюваного сигналу. Як правило R_с»R_вх. Тому, якщо навантаженням підсилювального каскаду на польовому транзисторі є вхідний опір аналогічного каскаду підсилення, то опори навантаження підсилювача постійної та змінної складових струму стоку для області середніх частот приблизно рівні, тобто

 

R_с» R_с~=R_сR_в /(R_с+R_в). (4.28)

 

Для розрахунку параметрів слід задати струм стоку транзистора. З передатної характеристики визначається відповідне цьому струму значення напруги V_св. У залежності від вибраного значення струму стоку воно може набувати значення від нуля до V₀ (пробою). Тому тут не можна вибрати, як це робилось для біполярного транзистора, приблизно постійне значення цієї величини. Для обчислення V_св використаємо вираз (1.21):

 

(4.29)

 

З цього виразу можна визначити опір у колі витоку

 

R_в=½ V_св½ /І_с=½ V₀½ /I_c(1- ). (4.30)

 

Як приклад задамо такі параметри польового транзистора: І_св=10мА, V₀= -3В і виберемо значення І_с=3мА. При цьому

V_св= -3В(1- )=-1, 36В.

Опір у колі витоку R_в cкладатиме R_в=1, 36В/3мА=452 Ом.

Розглянемо найпростіші підсилювачі на МДН-транзисторах. Існує два схемних варіанта таких підсилювачів - з резистивним (пасивним) та з активним навантаженням (рис.4.7). В підсилювальних каскадах МДН-транзистори завжди працюють на пологих ділянках характеристик, де крутизна й коефіцієнт підсилення транзистора мають максимальне значення.В підсилювачі з резистивним навантаженням (рис.4.7, а) режим

спокою характеризується такими потенціалами:

 

Е°_в= -Е_в; (4.31, а)

V°_c=Е_с-І°_сR_с. (4.31, б)

 

Для того, щоб транзистор був відкритим, напруга V°_зв повинна перевищувати порогову напругу; значить, в даній схемі повинна виконуватись умова Е_в> V₀. Потенціал V°_c зручно робити рівним нулю. Це полегшує каскадування підсилювачів: можна безпосередньо з'єднати стік попереднього каскаду із затвором наступного.

Рис.4.7. Підсилюючі каскади на МДН-транзисторах: а) з лінійним навантаженням; б) з нелінійним навантаженням.

Для області насичення, тобто для пологих ділянок ВАХ:

 

І_с=1/2b(V_зв-V₀)². (4.32)

 

Струм спокою І°_с легко записати, підставляючи V°_зв=V°_з-V°_в у формулу (4.32):

 

І°_с=1/2b(Е_с-V₀)².

 

Звідси, задаючись струмом І°₀, можна знайти необхідне значення Е_с.

Якщо напруги живлення Е_с і Е_в стабілізовані, то дрейф постійних складових І°_с і V°_с зумовлені в першу чергу дрей-фом параметрів V₀ і b. Як відомо [1], існує критичне значення струму І_с, при якому температурний дрейф мінімальний (у вузькому діапазоні температур він близький до нуля). При струмах, більших критичного, температурний коефіцієнт струму додатний, а при струмах, менших критичного, - від'ємний.

Перейдемо до оцінювання коефіцієнта підсилення. Якщо покласти диференціальний опір стоку на пологій ділянці нескінченно великим (r_с=¥), то з малосигнальної еквівалентної схеми на рис.4.8 витікає: І_с=SV_вх і, відповідно,

V_вих= -І_сR_c= -SR_cV_вх. (4.33)

 

Тоді коефіцієнт підсилення буде мати вигляд:

 

К= V_вих/ V_вх= -SR_c. (4.34)

Якщо ж опір r_с має кінцеве значення, порівняне з R_с, то повний струм SV_вх розподіляється між R_c і r_c. При цьому струм стоку виявляється рівним

Рис.4.8. Еквівалентна схема стокового кола підсилюючого каскада.

 

І_с=SV_вх r_c/(r_c+R_c).

Відповідно

V_вих= -І_сR_c= -S(r_c½ ½ R_c)V_вх.

 

Тоді коефіцієнт підсилення можна записати в такому вигляді:

 

К= -m /(1+r_c/R_c), (4.35)

 

де m=Sr_c - власний коефіцієнт підсилення транзистора.

З виразу (4.35) видно, що максимальний коефіцієнт підсилення ½ К½ =m отримується за умови R_c> > r_c. На практиці ця умова не виконується; виникає велике падіння напруги І°_сR_c і, відповідно, потрібна велика напруга живлення Е_c (4.31, б). Тому звичайно R_c£ (0, 2-0, 3)r_c і, відповідно, ½ К½ £ 0, 2m.

Наближений розрахунок елементів підсилювача можна провести за такими формулами:

R_в£ (0, 1¸ 0, 3)Е_c/І_зз; R_c=(0, 7¸ 0, 9)Е_c-V_зз/І_зз. (4.36)

 

На рис.4.7, б зображено схему підсилювача з активним навантаженням. В цій схемі навантажувальний транзистор VТ2 працює на положистій ділянці характеристики. Тому його вхідний опір на малому сигналі можна знайти, диференціюючи струм І_с2 по напрузі V_св2 [1].

 

R_c=dV_c2/dI_c2= 1/S₂, (4.37)

 

де S_с2-крутизна транзистора VТ2. Внутрішній опір r_с2 вважається таким що прямуе до нескінченності, тому його враховувати необов’язково.

Замінюючи у виразі (4.35) опір R_c на 1/S₂, коефіцієнт m на m₁ і під-

ставляючи r_с=m₁/S₁, отримаємо:

 

К= -m₁/[m₁(S₂/S₁)+1]» - S₁/S₂ (4.38)

(нерівність m₁(S₂/S₁)> > 1).

Оскільки струми обох транзисторів однакові, відношення S₁/S₂ можна записати таким чином:

S₁/S₂= . (4.39)

 

Введемо коефіцієнт В, котрий характеризує геометрію транзисторів [1]:

В=b₁/b₂=(Z₁/L₁)/(Z₂/L₂). (4.40)

 

При однакових довжинах каналів

 

В=Z₁/Z₂. (4.41)

 

Тоді коефіцієнт підсилення можна записати у вигляді

 

К= - . (4.42)

 

Отже, коефіцієнт підсилення визначається розмірами каналів активного й навантажувального транзисторів, перш за все, відношенням ширин каналів. Відношення Z₁/Z₂ важко зробити більшим 50-100, тому коефіцієнт підсилення, як правило, складає всього декілька одиниць.

Відзначимо, що коефіцієнт підсилення пов'язаний з режимом спокою підсилювача. Дійсно, коли значення струмів обох транзисторів будуть дорівнювати один одному і використовуючи коефіцієнт В, легко отримати співвідношення

(V°_зв2-V₀)/(V°_зв1-V₀)= =½ К½. (4.43)

 

Підставимо сюди значення V°_зв1=Е_в і V°_зв2=Е_с-V°_с, (рис.4.7, б). Тоді зв'язок між коефіцієнтом підсилення та режимом спокою можна зобразити у вигляді:

[E_c-(V°_c+V₀)]/(E_в-V₀)=½ К½.

 

Цей вираз і за формою, і за змістом аналогічний виразу (4.20) для підсилю-

вача на біполярних транзисторах. Зрозуміло, що напруга Е_в повинна бути суттєво менше Е_с; проте вона повинна помітно перевищувати V₀, щоб запобігти нестабільності.