АРХИТЕКТУРА РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ С ПРЯМЫМ ЦИФРОВЫМ ФОРМИРОВАНИЕМ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ СИГНАЛОВ

 

 

Современные средства цифрового формирования и обработки сигналов позволяют получать цифровые модулированные ВЧ или ПЧ сигналы с частотами до сотен МГц. Как известно из параграфа 2.2.2 настоящего учебного пособия, существуют высококачественные быстродействующие ЦАП, позволяющие перевести цифровой сигнал в аналоговую форму для подачи (через фильтр) на вход усилителя мощности передатчика, либо на вход смесителя, повышающего частоту сигнала до необходимого значения перед его усилением по мощности. Такой вариант имеет свои преимущества - возможность формировать сложные многочастотные сигналы (например, 8 модулированных несущих с разносом частот в 100 кГц одновременно), позволяют менять все параметры излучения, в том числе и стандарт связи путем смены только программного обеспечения. Недостатком их можно считать относительно низкую экономичность и наличие заметных паразитных составляющих в спектре сигнала (рис.2.3.4, рис.2.4.1.3).

Наиболее простым вариантом цифрового передатчика с цифровым выходом на ПЧ/ВЧ можно считать комбинацию из цифрового сигнального процессора (DSP) и прямого цифрового синтезатора частоты (DDS), рис.3.2.1. При этом DDS должен иметь одиночный (не квадратурный) выход, как, например, AD7008 (рис.2.4.1.5), AD9830 (рис.2.4.1.4). Такой передатчик может формировать сигналы с амплитудно-фазовыми видами модуляции (АМ, ЧМ, SSB, PSK, FSK, QAM) на частотах до десятков МГц.

 

Рис.8.2.1.

 

Так как тактовые частоты современных DDS не превышают сотен МГц, а максимальная рабочая частота DDS может быть около 0,4 от тактовой (а для улучшения спектральной чистоты сигнала желательно, чтобы рабочая частота не превышала 0,1 значения тактовой частоты), то для повышения несущей частоты требуются дополнительные меры. Здесь имеются в виду способы переноса сигнала, сформированного с помощью DDS, из области 1…100 МГц в активно использующийся ныне в телекоммуникационных приложениях участок спектра 1…10 ГГц и выше. Оценим в этой связи возможность применения традиционных для радиопередатчиков методов переноса спектра радиосигналов, среди которых основными являются следующие.

1. Использование однокаскадного или многокаскадного умножителя частоты на нелинейных элементах, активных (транзисторы, СВЧ электронные лампы) или пассивных (диоды, варакторы). Умножение частоты сигнала в каждом каскаде достигается путем выделения с помощью узкополосной колебательной системы нужной гармоники входного колебания из спектра тока нелинейного элемента. Достоинством данного метода является простота реализации, но имеются и принципиальные недостатки.

Во-первых, при прохождении модулированного сигнала через умножитель частоты угловая модуляция искажается (умножается индекс модуляции) и полностью теряется амплитудная составляющая модуляции. Первое обстоятельство можно учесть, сформировав в DDS сигнал с меньшим индексом угловой модуляции, но необратимая потеря амплитудной модуляции не позволит получить на выходе передатчика с умножителем частоты сигналы с такими видами модуляции как QAM, SSB и некоторые другие. Нужно отметить, что формирование сигнала, подаваемого на умножитель частоты, со сниженным значением индекса модуляции, приведет к ухудшению отношения сигнал/шум в демодулированном сигнале, так как шумовая составляющая фазовой модуляции остается неизменной, а полезную составляющую мы намеренно уменьшаем в несколько раз.

Во-вторых, нужно помнить, что умножению подвергается полная фаза колебания, т.е. вместе с умножением несущей частоты умножается и среднеквадратическое значение фазовых шумов, присутствующих в сигнале на выходе DDS. Значит, использовать данный способ при большой кратности умножения частоты нельзя.

В-третьих, каждый каскад умножения частоты нагружается на узкополосную колебательную систему, отфильтровывающую ненужные гармоники частоты сигнала. Следовательно, такой передатчик будет невозможно использовать в широком диапазоне частот, невозможна будет работа с быстрой сменой рабочей частоты или с достаточно широкополосными сигналами.

Итак, применение резонансного умножителя частоты на нелинейном элементе возможно (без принятия специальных мер) только в том случае, когда модуляция – только угловая, сигнал относительно узкополосный, диапазон рабочих частот невелик.

2. Повышение рабочей частоты путем умножения частоты в петле ФАПЧ, для которой DDS является опорным генератором. Работа схемы ФАПЧ в радиопередатчиках подробно обсуждалась в параграфах 7.3, 7.4, 7.7. Недостатки и область применения данного варианта во многом совпадают с вариантом резонансного умножителя частоты на нелинейном элементе, хотя схема ФАПЧ будет более «гибкой», так как допускает программное управление и может менять характеристики и даже конфигурацию.

3. Использование для смещения рабочей частоты вверх обычного преобразователя частоты – комбинации смесителя (лучше балансного), гетеродина и полосового фильтра (как на рис. 8.1.5). По сравнению с двумя предыдущими вариантами такое схемотехническое решение обладает существенным достоинством – частота сигнала переносится вверх без умножения, т.е. в сигнал почти не вносятся дополнительные шумы (если выполнить смеситель и гетеродин малошумящими); кроме того, не искажается и модуляция сигнала (если фильтр будет широкополосным по сравнению со спектром сигнала).

Главным недостатком обычного (не квадратурного) смесителя является наличие зеркального канала, отстоящего от полезного сигнала на удвоенное значение частоты подаваемого на смеситель входного сигнала, а сигналы, сформированные цифровыми способами, имеют несущие частоты в диапазоне 1…100 МГц (см. параграфы 7.5, 7.6). Зеркальный канал подавляют фильтром, настроенным на частоту полезного сигнала, но при значительном отличии частоты гетеродина от частоты входного сигнала (на порядок и более) такой фильтр должен быть узкополосным, т.е., как правило, неперестраиваемым по частоте. Как и в случае использования умножения частоты, такой передатчик будет работоспособен в узком диапазоне частот, невозможна будет быстрая смена рабочей частоты или с широкополосная модуляция.

Рассмотрим в качестве примера радиотракт передатчика с несущей частотой выходного сигнала 2380…2420 МГц, видом модуляции QAM-16. Для формирования сигнала с таким видом модуляции удобно использовать DDS с внутренними квадратурными модуляторами, например, AD7008 (рис.7.5.7), имеющего максимальную тактовую частоту 50 МГц, или более совершенного AD9854, работающего с тактовой частотой до 300 МГц. Можно использовать специальный цифровой квадратурный модулятор, например, AD9853, см. параграф 7.6. Выбираем последний, при этом частоту формируемого им модулированного сигнала устанавливаем равной 50 МГц из соображений обеспечения компромисса между качеством выходного колебания самого DDS (частоту желательно понижать) и уровнем подавления зеркального канала на выходе смесителя К_зерк. Частота гетеродина в этом случае будет изменяться в пределах (2380…2420)+50 МГц = 2430…2470 МГц, а частота зеркального канала будет находиться в пределах полосы (2380…2420)+100 МГц = 2480…2520 МГц.

Предположим, требуется подавление нежелательных спектральных составляющих на выходе передатчика не хуже 40 дБ; спроектируем полосовой фильтр, удовлетворяющий требованию подавления такого зеркального канала не хуже, чем на 40 дБ. В качестве такого фильтра может быть использован фильтр Чебышева 6-го порядка с неравномерностью в полосе пропускания 3 дБ, АЧХ которого показана на рис. 8.2.2. Из рисунка видно, что при рабочей частоте 2,4 ГГц и зеркальном канале 2,5 ГГц подавление последнего составляет К_зерк = 53.7 – 6 = 47,7 дБ, а в случае работы на нижнем краю диапазона (частоты, соответственно, 2,38 ГГц и 2,43 ГГц) К_зерк = 46,2 – 6 = 40,2 дБ. Итак, полосовой фильтр Чебышева 6-го порядка способен подавить зеркальный канал при работе в заданном узком диапазоне частот, но такой фильтр будет неперестраиваемым по частоте, что весьма ограничит область применения нашего передатчика. Кроме того, изготовление и настройка такого фильтра могут вызвать определенные проблемы на производстве, а это скажется на стоимости передатчика.

Из рассмотренного примера сделаем следующий вывод: для переноса на СВЧ радиосигналов, сформированных цифровыми методами, использование обычного преобразователя частоты не желательно.

 

Рис.8.2.2

 

 

4. Повышение рабочей частоты с помощью квадратурного аналогового модулятора (точнее, смесителя) в интегральном исполнении позволяет решить проблему подавления зеркального канала за счет использования фазового метода подавления нерабочей частоты. Внутренняя структура такого квадратурного смесителя и способ подключения к нему источника модулированного радиосигнала, частоту которого требуется перенести вверх, показаны на рис. 8.2.3 [16]. От источника сигнала – DDS или ЦАП требуется наличие отдельных квадратурных ВЧ выходов, так называемых I/Q выходов, т.е. в ИМС синтезатора или ЦАП не должно быть внутреннего объединения квадратур (AD9854).

 

Рис.8.2.3.

 

Работу квадратурного смесителя можно пояснить следующим образом. Для упрощения записи рассмотрим случай немодулированного сигнала DDS, тогда на нижний смеситель подается сигнал U_mDDSsin(w_DDSt), а на верхний – сигнал U_mDDScos(w_DDSt). На другие входы этих смесителей от широкополосного внутреннего фазовращателя подаются колебания гетеродина, также имеющие разность фаз 90°: U_mLOsin(w_LOt) и U_mLOcos(w_LOt). Идеальные балансные смесители выполняют операцию перемножения поступающих на них сигналов; после перемножения, суммирования и усиления с коэффициентом К получаем выходное колебание микросхемы

 

u_OUT(t) = KU_mDDSU_mLO(sin(w_DDSt)sin(w_LOt)+ cos(w_DDSt)cos(w_LOt)) =

= U_mOUTcos((w_LO - w_DDS)t).

 

Таким образом, подавляется составляющая спектра с суммарной частотой; чтобы подавлялась составляющая с разностной частотой, нужно поменять местами выходы I и Q DDS, подключенные к квадратурному модулятору (смесителю). Типичное подавление зеркального канала в интегральном квадратурном модуляторе около 35 дБ. Подавляется также и сигнал гетеродина (не хуже 30 дБ), поскольку смесители являются балансными. Вид выходного спектра ИМС AD8346 на частоте 1 ГГц показан на рис.8.2.4.

Примером ИМС квадратурных СВЧ модуляторов являются микросхемы MAX2720, MAX2721, работающие в диапазоне частот (1,7...2,1...2,5)ГГц, а также AD8345, AD8346, перекрывающие совместно диапазон 0,25...2,5 ГГц.

 

Рис.8.2.4.

 

Требования, которые предъявляются к аналоговым перемножителям и фазовращателю такого квадратурного модулятора, являются весьма жесткими. На рис 8.2.5 приведены результаты моделирования работы кавдратурного модулятора, имеющего разбаланс каналов по амплитуде DА и одновременно неточность сдвига фазы в фазовращателе Dq. Достижение еще более глубокого подавления проникновения сигнала гетеродина и зеркального канала на выход модулятора для аналоговых устройств в полосе частот и диапазоне температур и напряжений питания является весьма затруднительным.

 

Рис. 8.2.5.

 

Структурная схема цифрового передатчика, использующего принцип повышения рабочей частоты с использованием квадратурного интегрального модулятора и способного работать на частотах до 2.5 ГГц, показана на рис.8.2.6. Внутренняя структура использованного здесь DDS AD9854 показана на рис. 7.5.8.

 

Рис.8.2.6.

 

Типовая структурная схема более совершенного цифрового приемопередатчика показана на рис.8.2.7. Она является стандартной для современных цифровых приемопередатчиков и может быть реализована, в зависимости от требований к частотному диапазону и к алгоритму обработки сигнала, на различной элементной базе. В частности, ядро формирования цифровых ВЧ сигналов может быть выполнено на основе:

· стандартного цифрового сигнального процессора (DSP) - если требуется сигнал с относительно невысокой частотой - до 1 МГц;

· ПЛИС (FPGA) очень высокой степени интеграции, т.е. с эквивалентным количеством вентилей, исчисляемым миллионами;

· стандартных ИМС нескольких типов - цифрового сигнального ВЧ процессора приемника (RSP) в приемном тракте; цифрового сигнального ВЧ процессора передатчика (TSP) в передающем тракте, который может быть заменен (как вариант исполнения передающего тракта без отдельного ВЧ ЦАП) на цифровой модулятор, модулируемый DDS или цифровой преобразователь частоты вверх (QDUC); элементная база этого варианта передающего тракта была подробно рассмотрена в предыдущей главе.

 

Рис.8.2.7.

 

Для сравнения некоторых возможностей перечисленных выше стандартных ИМС, задействованных в цифровом приемопередатчике VersaCOMM фирмы Analog Devices, приведена табл.8.2.1. Перечислим названия этих ИМС (описание работы некоторых из них дано в разделе 2):

RSP: AD6620 (1-2-х-канальная, 65 MSPS), AD6624 (1-2-4-х-канальная, 80 MSPS), AD6634 (2-х-канальная W-CDMA, 80 MSPS);

TSP: AD6622 (1-2-4-х-канальная, 75 MSPS), AD6623 (1-2-4-х-канальная, 104 MSPS);

QDUC: AD9853 (65 МГц, QPSK, 16-QAM цифровой модулятор с 10-разрядным ЦАП), AD9856 (200 MSPS квадратурный цифровой преобразователь частоты с 12-разрядным ЦАП, рис.7.6.1), AD9857 (200 MSPS квадратурный цифровой преобразователь частоты с 14-разрядным ЦАП).

Табл.8.2.1.

Встроенные возможности VersaCOMM	RSP	TSP	QDUC
Преобразование частоты с высокоскоростным генератором с цифровым управлением (NCO)	+	+	+
Автоматическая регулировка уровня сигнала	+	+	-
Нецелочисленное изменение частоты выборки	+	+	-
Программное управление характеристиками фильтра	+	+	+
Цифровая модуляция (GMSK, QPSK, 8-PSK)	-	+	+
Интерфейс JTAG и др.	+	+	-
Интерполяционные фильтры	-	+	+
Встроенный на кристалл ВЧ ЦАП	-	-	+

 

Структура цифрового сигнального процессора передатчика (TSP) AD6622 показана на рис.8.2.8. Она включает четыре идентичных цифровых канала с последовательными трехпроводными информационными входами, цифровыми интерполяционными фильтрами (RCF и CIC фильтрами) и цифровым преобразованием частоты с помощью NCO. RCF фильтры являются интерполяционными КИХ фильтрами с коэффициентами, хранящимися в ОЗУ, что позволяет сменить частотные характеристики фильтров путем простой смены коэффициентов через управляющий порт TSP. CIC-фильтры являются гребенчатыми фильтрами, подавляющими «образы» цифровых сигналов перед подачей их на NCO для модуляции параметров вырабатываемых цифровых ВЧ сигналов. Прямые цифровые синтезаторы (NCO) выполнены квадратурными с цифровыми перемножителями-модуляторами I/Q и цифровыми сумматорами для объединения квадратур. Сигналы всех четырех каналов суммируются в цифровом сумматоре и подаются на вход внешнего ВЧ ЦАП. Предусмотрена и возможность каскадирования, т.е. подключение к цифровому сумматору данной ИМС внешнего цифрового сигнала от аналогичной ИМС для наращивания числа каналов передачи. Такая архитектура позволяет получать как узкополосные, так и широкополосные модулированные ПЧ колебания для цифровых и аналоговых стандартов радиосвязи.

Таким образом, благодаря тому, что современные ВЧ ЦАП имеют высокую частоту выборки и широкий динамический диапазон, удается выполнить всю ПЧ часть телекоммуникационного многоканального передатчика в цифровом виде. При этом TSP является «мостом» между DSP и ВЧ ЦАП. Цифровая обработка ПЧ сигнала передатчика обеспечивает высокую повторяемость параметров при производстве, высокую точность и большую гибкость при смене параметров сигнала и даже стандартов, чем сравнимые аналоговые устройства.

 

Рис.8.2.8.

 

В случае использования в качестве ядра цифрового формирования ВЧ сигналов ПЛИС надо учитывать, что ей необходимы, в отличие от DSP, некоторые внешние элементы: память данных и память программ, тактовый генератор, формирователь шины или схема управления загрузкой и т.п.

Пример реализации цифрового приемопередатчика фирмы EnTegra концепции «Software Designed Radio» (SDR модуль) на ПЛИС (FPGA) Virtex XCV2000E фирмы Xilinx (2 миллиона вентилей) упрощенно показан на рис.8.2.9. Приемопередатчик выполнен в виде карты, вставляемой в слот «материнской» DSP-карты, которая, в свою очередь, имеет PCI-разъем для подключения к материнской плате персонального компьютера. Тактовая частота примененных ЦАП составляет 100 МГц, а у АЦП – 200 МГц.

 

Рис.8.2.9.

 

Передающая часть устройства, включая «прошивку» ПЛИС, имеет структуру, частично показанную на рис.8.2.10. Она выполняет следующие операции:

· прием данных от DSP;

· формирование восьмиканального сигнала стандарта WCDMA;

· обработка сигнала в интерполяционных фильтрах;

· перенос в цифровом перемножителе с встроенным NCO частоты сигнала вверх;

· коррекция сдвига постоянной составляющей для ЦАП;

· преобразование квадратурных сигналов в аналоговую форму с помощью размещенных на плате ВЧ ЦАП;

· аналоговая фильтрация нежелательных продуктов преобразования («образов») и усиление по мощности полезного сигнала.

 

Рис.8.2.10.

 

Часть структуры приемного тракта, выполненная в виде «прошивки» ПЛИС, содержит понижающий преобразователь частоты (DDC, рис.7.6.4) и некоторые вспомогательный блоки.

Встроенная память программ и память данных позволяют использовать такой приемопередатчик в самых разнообразных применениях для различных стандартов связи второго и третьего поколения.

Передатчики с прямым цифровым формированием сигналов на ПЧ и ВЧ являются наиболее перспективными устройствами для создания на их основе базовых станций систем радиосвязи с множественным доступом, систем передачи данных по радиоканалам и других областей применения.