В РАДИОПРИЕМНЫХ И РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ

 

Все ЦАП, применяемые в радиоприемниках и радиопередатчиках, уместно разделить на два класса:

1) ЦАП общего применения для работы в низкочастотных сигнальных трактах, системах управления и контроля;

2) специализированные быстродействующие ЦАП, предназначенные для формирования ВЧ сигналов на рабочей или промежуточной частоте с определенным видом модуляции.

Начнем с рассмотрения ЦАП первого из названных классов. Основные области применения таких ЦАП:

· обработка сигналов в информационных трактах приемопередатчиков;

· управление режимами работы каскадов передатчика или приемника (например, коэффициентом усиления транзисторных каскадов) согласно кодовым командам встроенного управляющего микроконтроллера;

· управление приводами систем настройки передатчика (например, приводами настройки выходной колебательной системы).

К ЦАП этого класса в приемопередающей радиоаппаратуре предъявляются следующие требования:

· низкое потребление энергии (милливатты);

· последовательная или параллельная загрузка кода;

· относительно высокое разрешение (10-24 бита);

· относительная точность и дифференциальная нелинейность не хуже 1-2 единиц младшего разряда;

· невысокое быстродействие (до единиц Msps);

· многоканальность (несколько самостоятельных ЦАП на одном кристалле).

 

Рис.7.2.1.

 

В качестве ядра преобразования в таких ЦАП обычно применяют структуру с одним ключом на разряд сигнала (так называемую бинарную), которая показана на рис.7.2.1. Такая структура проста, содержит минимальное количество «переключателей», но у нее имеются и недостатки, главный из которых - кодозависимые ложные сигналы (помехи из-за выбросов коммутации ключей старших разрядов). Тем не менее, при формировании НЧ сигналов и управляющих режимами каскадов передатчика постоянных напряжений и токов, с этим недостатком можно легко примириться.

 

Рис.7.2.2.

 

Примером типовой архитектуры ЦАП общего применения может служить микросхема AD8582 (рис.7.2.2). Это сдвоенный ЦАП с хорошим согласованием каналов, потребляющий меньше 5 мВт от единственного источника питания 5 В. Структура ЦАП содержит два одинаковых 12-битных ядра ЦАП, аналогичных показанному на рис.7.2.1, а также встроенные операционные усилители для перевода выходного сигнала из тока в напряжение. Особенностью данной микросхемы, которая присуща многим современным ЦАП, является двойная буферизация входного кода, которая позволяет реализовать следующие возможности:

· параллельная и последовательная загрузка данных;

· раздельная поочередная загрузка каждого из ЦАП на кристалле (путем раздельной записи во входные регистры каждого ЦАП) и при этом синхронная смена данных на выходах всех ЦАП (путем одновременной записи в выходные регистры данных, накопленных во входных регистрах каждого ЦАП).

Других особенностей такие ЦАП не имеют. Их разновидности и работа подробно описаны в литературе.

Существенные затруднения возникают при попытке получения гармонических, в том числе модулированных, ВЧ сигналов цифровыми методами, т.е. с использованием ЦАП.

Синтезировать ВЧ сигнал с высокой рабочей или промежуточной частотой и заданным видом модуляции возможно с применением специализированных ЦАП, освоение которых промышленностью началось в 80-х годах, а серьезные успехи в этом направлении были достигнуты в 90-х годах. К таким ЦАП предъявляются высокие требования по быстродействию (десятки или сотни MSPS) и очень жесткие требования по качеству выходного сигнала, которое оценивается следующими основными параметрами (см. также параграфы 7.1, 7.3):

· SFDR - свободный от паразитных составляющих динамический диапазон,

· CNR - отношение сигнал/шум на частоте несущей,

· IMD - коэффициент интермодуляционных искажений,

· ACPR - коэффициент развязки соседних каналов по мощности.

Приборы, у которых SFDR превышает 70 дБ, CNR – 65 дБ, уже имеет смысл использовать для формирования сигналов в системах телекоммуникаций.

Применение для синтеза модулированных ВЧ сигналов ЦАП с обычной архитектурой с одним ключом на разряд кодирующего сигнала (иначе называемого «бинарным» ЦАП, рис. 7.2.1) оказалось невозможным вследствие присущего им повышенного уровня нелинейных искажений и шумов при работе на ВЧ, что приводит к возникновению паразитных составляющих в спектре выходного сигнала ЦАП (ухудшению SFDR, CNR). Главным недостатком архитектуры с одним ключом на разряд можно считать кодозависимые искажения синтезируемого сигнала, которые не могут быть отфильтрованы с помощью обычного ФНЧ, если полезный сигнал, как и помехи от кодозависимых искажений, сам является высокочастотным. Укажем основные причины появления кодозависимых искажений.

1) Паразитные выбросы в сигнале ЦАП при коммутации ключей. Их наличие объясняется тем, что при смене кода на входах ЦАП одновременно замыкаются или размыкаются несколько ключей, причем наибольшие выбросы в выходном сигнале обусловлены коммутацией ключей старших разрядов. (Такие выбросы в англоязычной литературе называют glitch («глитч»), их энергия измеряется в нВ*с.) Например, в случае синтеза синусоиды на выходе бинарного 8-разрядного ЦАП переход от кода 0100110 0 к соседнему коду 0100110 1 осуществляется с помощью коммутации ключа младшего разряда, находящегося «на дне» матрицы R-2R, что не вызовет существенного всплеска на «верху» матрицы, см. рис. 7.2.1. Более существенную помеху можно будет наблюдать при коммутации трех ключей, скажем, 2-го, 3-го и 4-го разрядов двоичного кода: 010 011 01 → 010 100 01. Но самый заметный переходной процесс связан с переключением одновременно всех ключей в случае перехода 01111111 → 10000000. Ясно, почему такие искажения называются кодозависимыми.

2) Неточность восстановления значений старших разрядов сигнала. Второе можно объяснить тем, что неточность резисторов старших разрядов матрицы R-2R приводит к нелинейным искажениям сигнала на выходе ЦАП.

Для достижения необходимых при синтезе гармонических ВЧ сигналов высоких параметров ЦАП потребовалось отказаться от бинарной архитектуры и разработать новый тип архитектуры – «сегментированные ЦАП». Практическое воплощение данных устройств невозможно без высочайшего технологического уровня точности при выполнении такой архитектуры на кристалле. Основной идеей сегментированного ЦАП является раздельное формирование старших и младших разрядов сигнала. При этом младшие разряды формируются по-прежнему по принципу одного ключа на разряд сигнала, а старшие разряды – по принципу одного ключа на уровень сигнала. Познакомимся с этим принципом подробнее (рис.7.2.3). Все резисторы в матрице одинаковые, поэтому для увеличения тока или напряжения сигнала на 1 уровень требуется включение одного ключа (любого) в дополнение к уже включенным. При этом ошибка в точности воспроизведения уровня минимальна, минимален и выброс от коммутации ключа. Ясно, что искажения сигнала при этом будут кодонезависимыми.

Рис.7.2.3

 

Недостатком такого ЦАП является невозможность обеспечения высокого разрешения сигнала, так как при этом требовалось бы слишком большое количество ключей (например, для 14-разрядного ЦАП требуется 16383 ключа). Но для достижения высокого разрешения в специализированных ЦАП для радиопередатчиков и применяется формирование младших разрядов сигнала с помощью ЦАП с одним ключом на разряд. Ясно, что в такой архитектуре сочетаются высокая разрядность (точность) синтеза сигнала с минимальными кодозависимыми кодовыми помехами. Заметим, что ЦАП с одним ключом на уровень называют иначе полнодекодирующим, а ЦАП с одним ключом на разряд, как упоминалось выше – бинарным или двоичным.

 

Рис.7.2.4

 

Структурная схема ядра сегментированного ЦАП AD9772, выполненного по технологии TxDAC+, показана на рис.7.2.4. ЦАП 14-разрядный, при этом 5 старших и 4 средних разрядов кода преобразуются дешифратором для управления полнодекодирующим ЦАП, а 5 младших – для управления двоичным ЦАП. Выходы всех ключей объединяются в один токовый выход. Такое решение позволило достичь высоких параметров. Частота выборки на входе 150 MSPS, на выходе – 300 MSPS, рассеиваемая мощность – 150 мВт. SFDR 75 дБ на 26 МГц и CNR 70 дБ в полосе 25МГц. Выходной ток полной шкалы изменяется в пределах 2–20 мА. Рассеиваемая мощность ЦАП составляет 205 мВт, в режиме энергосбережения – 13 мВт. По значению ACPR в WCDMA-режиме (74 дБ) ЦАП вполне соответствует требованиям сотовых систем третьего поколения. Правда, при этом точность по постоянному току средняя – типичные значения интегральной и дифференциальной нелинейности равны ±4 и ±3 LSB (LSB - младший значимый бит), соответственно.

 

Рис.7.2.5

 

Рассмотрим подробно упрощенную структуру ЦАП AD9772 (рис.7.2.5).

Входной 14-разрядный код подается на буферный регистр, работающий с тактовой частотой до 150 МГц. (Большинство современных ЦАП выполнено по схеме с двойной буферизацией по входному коду.) С регистров-защелок данные подаются на двухкратный интерполяционный фильтр, который обеспечивает повышение частоты дискретизации в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации, что способствует снижению требований к выходному восстанавливающему фильтру. Следующий каскад выполняет функцию заполнения нулем, т.е. увеличивает эффективную скорость обновления данных в 2 раза за счет вставления нулевых отсчетов сигнала между каждыми двумя его исходными отсчетами. Следующим (выходным) каскадом структурной схемы является рассмотренное выше ядро ЦАП (рис.7.2.4).

Функцией интерполяционного фильтра является увеличение частоты дискретизации на выходе фильтра в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации F _s. Это необходимо при работе со входным сигналом, частота которого f ₀ относительно высока и приближается к половине входной частоты дискретизации. В этом случае требования к реконструирующему (сглаживающему) фильтру на выходе ЦАП становятся весьма жесткими, так что для качественного восстановления формы сигнала потребуется реконструирующий фильтр очень высокого порядка, способный разделить две близкие частоты - истинного выходного сигнала f ₀ и его первого «образа» F _s – f ₀.

 

Рис.7.2.6.

 

Поясним сказанное о работе интерполяционного фильтра в ЦАП примером (рис.7.2.6). Пусть частота дискретизации F _s = 30 МГц, а частота входного сигнала f ₀ = 10 МГц. В таком случае частота первого ближайшего образа сигнала F _s – f ₀ будет равной 20 МГц. Компонент этой боковой частоты должен быть подавлен аналоговым ФНЧ (antialiasing filter), предположим, на 60 дБ. Поэтому характеристика фильтра должна пройти от полосы пропускания, заканчивающейся в точке 10 МГц, до ослабления на 60 дБ в полосе задержки, начинающейся в точке 20 МГц, то есть через переходный диапазон, который находится между 10 и 20 МГц (одна октава, рис.7.2.6А). Фильтр Баттерворта дает ослабление 6 дБ на октаву для каждого порядка. Поэтому для обеспечения желательного ослабления требуется как минимум фильтр 10 порядка. Фильтры становятся еще более сложными, если требуется более узкий переходной диапазон.

Предположим, что мы увеличим скорость обновления ЦАП от F _s = 30 МГц до 60 МГц и вставим "ноль" между каждым первоначальным отсчетом данных. Скорость параллельного потока данных теперь равна 60 MSPS, но нам предстоит определить значение точек с нулевыми данными. Для этого поток данных 60 MSPS с добавленными нулями пропускается через цифровой интерполяционный фильтр, который вычисляет дополнительные значения данных. Реакция цифрового фильтра при избыточной двукратной дискретизации представлена на рис.7.2.6Б. Теперь зона перехода аналогового сглаживающего ФНЧ (antialiasing filter) занимает от 10 до 50 МГц (первая составляющая («образ») попадает на 2 F _s - f o= 60-10 =50 МГц). Эта переходная зона немного больше, чем две октавы, и фильтра Баттерворта пятого или шестого порядка оказывается достаточно.

Рассмотренный режим работы ЦАП относился к случаю, когда синтезируемый сигнал по частоте ниже 0,5 F _s; при этом выбирают режим работы интерполяционного фильтра как ФНЧ (рис.7.2.7 А). В случае, если необходимо в качестве выходного сигнала использовать один из более высокочастотных «образов» входного сигнала, например, F _s – f ₀ или F _s + f ₀, переключают интерполяционный фильтр в режим ФВЧ. В таком режиме он подавляет основной сигнал и подчеркивает «образы», как это показано на рис.7.2.7Б. Сравнивая этот рисунок с предыдущим, можно видеть, что отсчеты, вставляемые интерполяционным фильтром в режиме ФВЧ, отличаются полярностью от вставляемых в режиме ФНЧ.

 

Рис.7.2.7.

 

Поясним здесь вопрос о происхождении огибающей спектра выходного сигнала ЦАП вида «sin(x)/x», которую можно увидеть на рис.7.2.6-7.2.8. Это своего рода «стробоскопический эффект», связанный с дискретизацией в ЦАП периодической функции (исходного сигнала) cos(2p f ₀ t) с помощью последовательности прямоугольных импульсов, примыкающих друг к другу; длительность каждого из этих импульсов равна периоду частоты дискретизации T_s = 1/F_s, а амплитуда – мгновенному значению исходного сигнала cos(2p f ₀ t). Используя «фильтрующее» свойство дельта-функции d(t), выходной сигнал ЦАП u _DAC(t) в данном случае можно записать в следующем виде

 

 

где символом Ä обозначена операция свертки, u ₁(t) – отдельный прямоугольный импульс единичной амплитуды, т.е.

 

 

Для упрощения анализа примем, что в один период функции cos(2p f ₀ t) укладывается целое число импульсов u ₁(t), т.е. отношение F_s / f ₀ является целым числом; тогда период функции u _DAC(t) совпадает с периодом колебания cos(2p f ₀ t) (см. рис. 7.5.5). Выражения для спектральной плотности S _m(f) прямоугольного импульса вида u ₁(t) и для спектральной плотности гармонического колебания, дискретизированного по времени дельта-функцией, известны [3, 27]. Используя свойство преобразования Фурье от свертки двух функций, получим искомое выражение для спектральной плотности «прямоугольного» ступенчатого колебания, приближающего косинусоиду, в виде

 

 

где S _m(f) – огибающая функции спектральной плотности вида «sin(x)/x»:

 

 

Огибающая спектра имеет нули в точках f = ± nF _s, как это видно на рис.7.2.6. В сигнале, полученном с выхода двукратного интерполятора, эти провалы АЧХ смещаются в точки f = ±2 nF _s.

Функция «заполнения нулем» точнее можно было бы назвать функцией заполнения нулевым значением промежутка между двумя соседними выборками на выходе ЦАП. Она необходима для повышения амплитуды синтезируемого сигнала в том случае, когда его частота высока (например, выделяется первый «образ» сигнала), и, следовательно, он подавляется амплитудно-частотной характеристикой ядра ЦАП, имеющей форму «sin(x)/x» с первым провалом на частоте сигнала, равной удвоенной (после двукратной интерполяции!) входной частоте дискретизации. Вставляя нулевой отсчет между соседними выборками сигнала на выходе ЦАП, мы как бы повышаем частоту дискретизации еще в 2 раза; при этом форма сигнала на выходе реконструирующего фильтра не искажается, а первый провал АЧХ ЦАП сдвигается на частоту 4 F _s. Как видно по рис.7.2.8, это способствует поднятию амплитуды ВЧ сигналов на выходе ЦАП, даже если их частота превышает F _s.

 

Рис.7.2.8

 

Отметим, что в рассматриваемом ВЧ ЦАП AD9772 предусмотрено выключение режима заполнения нуля. Это имеет смысл тогда, когда синтезируемый сигнал низкочастотный и в этом случае АЧХ ЦАП вида «sin(x)/x» способствует некоторому повышению отношения амплитуды полезного сигнала к амплитуде первого «образа» сигнала на выходе ядра ЦАП.

Многие современные ИМС цифрового формирования радиосигналов имеют встроенную функцию коррекции АЧХ ЦАП вида «sin(x)/x», так называемый инверсный sinc-фильтр, включаемый перед ЦАП, показанный например, рис. 7.5.8. АЧХ такого цифрового фильтра имеет вид «(sin(x)/x)^-1», что способствует выравниванию общей АЧХ устройства, см. рис. 7.2.9.

 

Рис. 7.2.9

 

На рис.7.2.5 также показан еще один блок структурной схемы ЦАП - встроенный умножитель тактовой частоты на основе петли ФАПЧ. Его имеет смысл включать при использовании тактовых частот, превышающих десятки МГц, что удешевляет тактовый генератор и улучшает электромагнитную совместимость каскадов цифрового радиопередатчика. Недостатком умножителя с ФАПЧ является повышение фазовых шумов на выходе ЦАП, так что иногда предпочтительнее сделать внешний умножитель частоты на пассивных элементах, например, диодах. Повышение фазового шума может достигать 3-18 дБ в зависимости от сочетания тактовой частоты и коэффициента деления частоты встроенного генератора в петле ФАПЧ.

Отметим здесь, что существуют и сдвоенные ЦАП такого класса, предназначенные для синтеза квадратурных ВЧ сигналов. При необходимости получить сигнал с амплитудно-фазовыми видами модуляции (например, QAM, SSB) необходимо применять микросхемы ЦАП с квадратурными каналами, содержащие встроенный квадратурный амплитудный модулятор, работающий в цифровом формате. Пример реализации такой ИМС, являющейся, по сути, цифровым формирователем модулированных сигналов, или цифровым модулятором, показан на рис.7.2.10.

 

Рис.7.2.10.

 

Это сдвоенный 16-разрядный ЦАП AD9777, способный работать на скорости преобразования входных данных до 160 MSPS. Он предназначен для многоканальных беспроводных систем связи с квадратурной модуляцией, где требуется идентичность обоих каналов. На кристалле микросхемы, как видно по рис.7.2.10, размещены два согласованных по параметрам широкополосных 16-разрядных ядра ЦАП, выполненных по сегментированной архитектуре. Такой ЦАП может работать в системах WDMA, GSM и др.

Входной цифровой поток разделяется демультиплексором на два потока, имеющих вдвое меньшую скорость, затем один из них подается в синфазный канал (I), а другой - в квадратурный канал (Q). В каналах I и Q установлены линейки из трех двухкратных интерполяционных фильтров, которые можно выключать по отдельности, получая 2х, 4х, либо 8х фильтры. На входы квадратурных модуляторов, включенных за фильтрами, подается двойной цифровой управляющий сигнал I_мод/Q_мод, который и определяет вид модуляции формируемого сигнала. Квадратурные модуляторы здесь являются цифровыми устройствами – перемножителями, и объединение квадратур также осуществляется в цифровом виде, благодаря чему достигается высокая точность модуляции и подавление «образов». Предусмотрена и функция «обхода» I/Q модулятора с помощью специального мультиплексора (на рисунке не показан).

Наличие двух отдельных выходов ЦАП квадратурных каналов, не объединенных внутри ИМС, дает возможность повышать рабочую частоту передатчика на таком ЦАП с помощью внешнего аналогового квадратурного модулятора (смесителя) вплоть до 10 ГГц. Пример такого преобразования частоты подробно рассмотрен в параграфе 8.2 (рис.8.2.3).