Преобразователи напряжения постоянного тока.

6.1. Однотактные преобразователи с непосредственной связью входного и выходного напряжений. Способы управления регулирующим элемен­том. Импульсные стабилизаторы.

Преобразователем напряжения (по зарубежной терминологии DC/DC converter) называют устройство, преобразующее электрическую энергию постоянного тока в электрическую энергию постоянного тока другого уровня напряжения или имеющую гальваническую развязку выходного напряжения от источника энергии. Преобразователи напряжения (ПН) могут применяться в виде отдельного законченного устройства или входить в состав источников и систем бесперебойного питания аппаратуры электрической энергией постоянного тока. ПН широко применяются в системах электропитания для стабилизации выходного напряжения электропитающих установок (ЭПУ) во всех режимах их работы (стабилизаторы постоянного напряжения — СПН, вольтодобавочные конверторы — КВ, КУВ). На базе ПН строятся современные выпрямительные (выпрямители с бестрансформаторным входом —ВБВ) и инверторные устройства, преобразующие электрическую энергию постоянного тока в электрическую энергию переменного тока. Преобразователи современных цифровых систем передачи и обработки информации, преобразующие выходное напряжение ЭПУ в напряжения, необходимые для работы аппаратуры, тоже представляют собой преобразователи напряжения. Столь широкое применение ПН объясняется прежде всего их высокими энергетическими и удельными объемно-массовыми показателями, поскольку транзисторы в этих устройствах работают в режиме переключения на высокой частоте. Повышение частоты преобразования электрической энергии позволяет существенно уменьшить массу и габариты устройств в целом и улучшить их динамические характеристики.

По принципу действия различают однотактные и двухтактные преобразователи постоянного напряжения. В однотактных преобразователях подключение элементов преобразователя и нагрузки к источнику энергии постоянного тока осуществляется один раз за период с помощью одного (или двух, синхронно работающих) устройства переключения. В двухтактных преобразователях подключение к источнику энергии осуществляется два раза за период с помощью как минимум двух переключающих устройств.

Однотактные преобразователи напряжения (ОПН) могут быть с непосредственной связью между источником энергии и нагрузкой и с гальванической развязкой между источником энергии и нагрузкой. В последнем случае в состав преобразователя входит силовой трансформатор.

Управление силовым транзистором в преобразователях напряжения, осуществляется в основном по одному из трех способов.

При широтно-импулъсном управлении длительность включенного состояния силового транзистора (силовых транзисторов) меняется, тогда как период преобразования остается неизменным и определяется частотой задающего генератора. В этом случае устройство работает в режиме вынужденных колебаний на частоте задающего генератора.

При двухпозиционном (релейном) управлении устройство работает в режиме автоколебаний. В этом случае длительность включенного состояния силового транзистора (длительность импульса), как и частота преобразования являются переменными, зависящими от параметров элементов схемы.

При частотно-импульсном управлении длительность включенного состояния определяется параметрами резонансного контура и является постоянной, тогда как период преобразования является величиной переменной.

Рассмотрим более подробно упомянутые выше способы управления на примере импульсных стабилизаторов, выполненных на базе ОПН типа ПН.

 

Широтно-импульсное управление. Принцип широтно-импульсного управления можно рассмотреть на примере ОПН типа ПН, представленного на рис. 6.1,а, схема управления которого обеспечивает работу устройства в режиме стабилизации среднего значения выходного напряжения. В этой схеме усилитель постоянного тока выполнен на операционном усилителе DA1, на неинвертирующий вход которого подается сигнал с нижнего плеча выходного сравнивающего делителя Rl, R2. Тогда как на инвертирующий вход DA1 подается эталонное (опорное) напряжение . Поэтому любое изменение выходного напряжения в сторону увеличения, вызванное либо повышением входного напряжения , либо уменьшением тока нагрузки , либо какой-нибудь другой причиной, приведет к увеличению напряжения на выходе DA1, т.е. на инвертирующем входе операционного усилителя (компаратора) DA2, на котором выполнен широтно-импульсный модулятор.

Поскольку на неинвертирующий вход DA2 подается пилообразное напряжения задающего генератора ЗГ, то повышение напряжения на инвертирующем входе DA2 приведет к уменьшению длительности сигнала высокого уровня и соответствующему увеличению длительности сигнала низкого уровня на выходе DA2. Сигнал с выхода модулятора через усилитель мощности УМ (драйвер) подается на вход транзистора, VT. Уменьшение длительности сигнала высокого уровня на выходе модулятора вызывает уменьшение длительности включенного состояния VT, что и обеспечивает стабилизацию выходного напряжения стабилизатора, реализованного на базе ОПН типа ПН.

Двухпозиционное управление. Для того чтобы перейти от широтно-импульсного управления в схеме рис. 6.1 к двухпозиционному управлению достаточно вместо DA2 и ЗГ ввести в схему пороговое устройство, например триггер Шмитта с двумя устойчивыми состояниями. В качестве примера на рис. 6.2 представлена модель релейного стабилизатора напряжения постоянного тока, выполненная в программе Micro-Cap 6.0.

Силовая часть стабилизатора представлена источником напряжения VI (с напряжением 30 В), транзистором Q8, диодом D3, дросселем L1 (с индуктивностью 5 мГн), конденсатором С4 (с емкостью 100 мкФ)и сопротивлением нагрузки R20 (5 Ом). Схема управления содержит: выходной сравнивающий делитель R27, R28; источник эталонного (опорного) напряжения, выполненный на стабилитроне D1 и резисторе R1; дифференциальный усилитель постоянного тока на транзисторах Ql, Q2; триггер Шмитта, выполненный на транзисторах Q3, Q4 и источник стабильного напряжения для форсированного запирания Q8, выполненный на стабилитроне D2 и конденсаторе С2. Принцип действия стабилизатора заключается в следующем.

При переводе схемой управления транзистора Q8 в режим насыщения начинает увеличиваться ток дросселя L1. Когда увеличивающийся ток дросселя становится больше тока нагрузки, начинается подзаряд конденсатора С4 и увеличение напряжения на нагрузке, а следовательно, на нижнем плече выходного сравнивающего делителя. Увеличение напряжения на R28 приводит к открытию транзистора Q2 усилителя и, следовательно, к уменьшению напряжения на входе триггера. При достижении порога отпускания триггера его транзистор Q3 выключается, a Q4 переходит в режим насыщения. Включение Q4 приводит к включению транзисторов Q5, Q6 и Q7.При включении Q7 создается цепь разряда конденсатора С2, что и обеспечивает форсированное запирание Q8. Транзистор Q8 будет находиться в выключенном состоянии до тех пор, пока при уменьшении выходного напряжения стабилизатора, напряжение на входе триггера не достигнет порога его срабатывания, при котором транзистор Q4,а следовательно, и транзисторы Q5, Q6 и Q7 будут выключены. Выключение Q7 создает цепь протекания базового тока транзистора Q8 через резистор R16, что и обеспечивает его включение. Частота переключения силового транзистора Q8 будет зависеть от следующих параметров: скорости нарастания тока дросселя, т.е. от величины индуктивности дросселя L1, разности между входным и выходным напряжениями стабилизатора, выходной емкости С4, коэффициента усиления усилителя и, наконец, разности напряжений между порогами срабатывания и отпускания триггера. На рис. 6.3 представлены результаты моделирования схемы (при разомкнутом ключе К1) выходного напряжения стабилизатора и напряжения на диоде D3. Как видно из нижней кривой, период автоколебаний при данных параметрах схемы составляет 1,685 мс (Delta T=1.685m), а размах пульсации выходного напряжения оказывается равным 4,971 В (Delta v(R20)=-4.971). Естественно, что столь большая пульсация выходного напряжения неприемлима для реальной аппаратуры. Существенное уменьшения пульсации может быть обеспечено повышением частоты автоколебаний при неизменных параметрах выходного сглаживающего фильтра стабилизатора. Одним из способов такого повышения частоты автоколебаний является введение в схему RC цепочки, состоящей из резистора R31 и конденсатора С5, т.е. замыкания ключа К1 на схеме рис. 6.2. В последнем случае переключение триггера будет определяться изменением напряжения на конденсаторе С5, а не изменением выходного напряжения стабилизатора. Результаты моделирования выходного напряжения стабилизатора и напряжения на его диоде D3 при R31 = 20 кОм и С5 = 470 нФ приведены на рис. 6.4. Как следует из диаграммы напряжения, на диоде D3 (нижняя кривая на рис, 6.4) введение в схему R31 и С5 позволило уменьшить длительность периода автоколебаний до 0,043 мс и тем самым уменьшить размах пульсации выходного напряжения стабилизатора до 3мВ (Delta v(R20)=~0.003 В).

 

Частотно-импульсное управление. Один из возможных вариантов реализации модулятора при частотно-импульсном управлении показан на рис. 6.5. Эта схема представляет собой по существу автоколебательный мультивибратор с двумя независимыми времязадающими цепями.

 

Первая времязадающая цепь имеет неизменную постоянную времени и определяет длительность импульса на выходе инвертоpa DA1. Амплитуда этого импульса соответствует уровню логической единицы, близкому к напряжению питания инверторов. При переключении схемы и появлении на выходе DA1 логической единицы начинается заряд ранее разряженного конденсатора С1. По мере заряда этого конденсатора и уменьшении зарядного тока уменьшается и напряжение на резисторе R2. Переключение схемы и окончание импульса на выходе DA1 соответствует моменту снижения напряжения на резисторе R2 до уровня логического нуля. Вторая времязадающая цепь с емкостью С2 содержит в качестве времязадающего резистора управляемый источник тока, реализованный на транзисторе VT и резисторе R1. Изменение напряжения на входе управляемого источника тока (эмиттерного повторителя) приводит к изменению зарядного тока конденсатора С2, а следовательно, к изменению длительности паузы. Разряд конденсаторов С1 и С2 осуществляется через диоды VD2, VD1 и выходы соответствующих инверторов (в моменты появления на их выходах уровня напряжений, соответствующих уровню логического нуля).

Чем выше частота преобразования энергии, тем уже диапазон возможных изменений относительной длительности включенного состояния транзистора и тем больше составляющая потерь энергии на интервалах его переключения, т.е. тем больше размеры радиаторов охлаждения и тем ниже КПД преобразователя, работающего в режиме непрерывных токов дросселя. Это обстоятельство не позволяет повышать частоту преобразования энергии до сотен килогерц и выше с целью улучшения удельных объемно-массовых показателей преобразователей. Сказанное относится не только к случаю широтно-импульсного управления, но и к случаю двухпозиционного управления. Наличие же паразитных элементов (индуктивности соединительных проводников, паразитные емкости самого транзистора, диода и монтажа) приводят к появлению высокочастотных колебаний напряжения на транзисторе и диоде в момент их закрытия. Частота этих колебаний лежит в пределах от сотен килогерц до единиц мегагерц. Возникающая при этом амплитуда импульсов напряжения на транзисторе и диоде может (без принятия соответствующих мер) превысить допустимое для них значение. Для устранения высокочастотных колебаний и уменьшения потерь в транзисторе и диоде при их запирании параллельно им в практических схемах вводят RC-цепочки. Такая RC-цепочка введена, например, в схеме рис. 6.2 параллельно силовому диоду D3.

6.2. Основные схемы однотактных преобразователей с непосредственной связью входного и выходного напряжений (типа ПН, ПВ, ПИ, с разде­лительным конденсатором)