Однотактные преобразователи с обратным вкючением диода (flyback).

 

В настоящее время при мощности в нагрузке до 150…200 Вт чрезвычайно широкое применение в практике систем электропитания инфокоммуникационной аппаратуры и бытовой технике находят так называемые однотактные преобразователи с обратным включением диода (flyback converter). Схема силовой части однотактного преобразователя с обратным включением диода приведена на рис. 10.2а.

Схема ОПН с обратным включением диода при низких U0 (а).

В отличие от преобразователей с прямым включением диода, в этих преобразователях отсутствует выходной дроссель L, что позволяет создавать более дешевые и компактные устройства. Особенно ярко это преимущество проявляется в том случае, когда устройство должно иметь несколько выходных напряжений.

Рассмотрим работу идеального преобразователя, выполненного по схеме рис. 10.2а, в установившемся режиме. При переводе схемой управления СУ транзистора VT1 в режим насыщения к первичной обмотке трансформатора TV1 будет приложено напряжение источника энергии U0. В результате на зажимах вторичной обмотки трансформатора появится ЭДС, с полярностью, при которой диод VD1, подключенный ко вторичной обмотке, будет закрыт. Напряжение, приложенное к закрытому диоду, будет определяться суммой напряжения на нагрузке и ЭДС на зажимах вторичной обмотки трансформатора Е2= Uo* W2 /W1. На интервале импульса (открытого состояния транзистора VT1) передача энергии от источника U0 в нагрузку отсутствует, но происходит ее превраращение в энергию магнитного поля трансформатора. Другими словами говоря трансформатор на этом временном интервале только запасает энергию, а ток в нагрузке RH поддерживается только за счет энергии, ранее запасенной конденсатором С1. При этом напряжение на нагрузке, как и в однотактном преобразователе типа ПИ, спадает по экспоненциальному закону.

При выключении транзистора VT1 (переводе его в режим отсечки) происходит изменение полярности ЭДС на зажимах обмоток трансформатора, что приводит к открытию диода VD1 и ранее накопленная трансформатором электромагнитная энергия начинает поступать в нагрузку RН и конденсатор С1. В качестве примера на рис.10.2а показано подключение RCD- цепочки параллельно транзистору VT1, позволяющей уменьшить потери в транзисторе при его выключении и исключить высокочастотные колебания напряжения на транзисторе. Если пренебречь изменением напряжения на нагрузке и считать его неизменным и равным среднему за период преобразования значению UН, то после включения диода VD ток вторичной обмотки трансформатора будет уменьшаться по линейному закону со скоростью, зависящей от значения индуктивности вторичной обмотки трансформатора и значения напряжения на нагрузке. При равенстве чисел витков обмоток трансформатора W1 =W2 временные диаграммы приведенные ранее для преобразователя типа ПИ будут справедливы и для данного преобразователя, если на интервале паузы ток вторичной обмотки трансформатора не спадает до нуля, т.е. если преобразователь работает в режиме безразрывных токов. В режиме безразрывных токов приращение магнитного потока на интервале импульса DФ+ должно быть равно приращению магнитного потока на интервале паузы DФ-. Для идеального преобразователя с обратным включением диода:

DФ+ =U0 *tи /W1 = U0 *g/ (W1 *f), (10- 1)

DФ- = UН*(T-tи)/ W2 = UН*(1-g)/(W2 *f). (10-2)

Следовательно, U0 *g/ W1 = UН*(1-g)/ W2, и выражение для регулировочной характеристики идеального однотактного преобразователя с обратным включением диода принимает следующий вид:

 

Uн =g*n21 * Uo /(1-g), (10- 3)

 

где n21 =W2 /W1 - отношение чисел витков обмоток трансформатора.

В режиме безразрывных токов, с целью исключения насыщения материала магнитопровода трансформатора, необходимо вводить в магнитопровод немагнитный зазор, величина которого dЗ зависит от требуемого значения индуктивности намагничивания первичной обмотки трансформатора L1 L 1кр, размеров магнитопровода и числа витков первичной обмотки или использовать для магнитопровода ферромагнитные материалы с так называемым распределенным воздушным зазором.

 

dЗ=mо*W12*Sст/L1, (10- 4)

где mо=4p*10-7- магнитная постоянная, (Гн/м),

Sст – поперечное сечение стержня магнитопровода.

Режим работы преобразователя, при котором ток вторичной обмотки трансформатора спадает до нуля в конце интервала паузы, соответствует критическому значению индуктивности первичной обмотки трансформатора. В этом режиме на интервале импульса ток первичной обмотки изменяется по линейному закону от нулевого до максимального значения. Выражение для критической индуктивности первичной обмотки L 1кр можно представить в следующей форме:

 

L 1кр =U0*g*(1-g)/2*f*n21*Iн.мин, (10- 5)

где Iн.мин – минимальное значение тока нагрузки.

С учетом соотношения (10-3) выражение для критической индуктивности принимает следующий вид:

L 1кр =UН*(1-g)2/2*f*n21*Iн.мин (10- 6)

Как уже отмечалось выше, режим разрывных токов характеризуется большими потерями в элементах преобразователя и потому находит крайне ограниченное применение.

Выражения (10- 3) и (10-6) отличаются от соответствующих выражений для однотактного преобразователя типа ПИ только наличием множителя n21. Исходя из принципа действия понятно, что выражение для размаха пульсации напряжения на нагрузке, полученное для ОПН типа ПИ будет справедливо и для преобразователя с обратным включением диода. В настоящее время существует ряд программных продуктов, разработанных различными фирмами, позволяющих получить все параметры элементов схемы преобразователя, задав напряжения и токи нагрузки и выбрав источник питания и частоту работы преобразователя.

С разделительными конден­саторами

Достаточно широкое применение в современных источниках электропитания находят однотактные преобразователи с разделительными конденсаторами. Схема силовой части такого преобразователя приведена на рис. 10.4. Рассмотрим его работу в установившемся режиме.

Рис. 10.4. Схема ОПН с разделительными конденсаторами.

На интервале импульса (открытого состояния транзистора) обмотка дросселя L1 оказывается подключенной к источнику энергии с напряжением U0, так что дроссель L1 запасает энергию, а ток в обмотке этого дросселя нарастает по линейному закону от некоторого минимального до максимального значения. Первичная обмотка трансформатора TV1 с числом витков W1 подключена к конденсатору С1, среднее значение напряжения на котором (в установившемся режиме работы преобразователя) равно среднему значению напряжения источника энергии U0. Ток через транзистор равен сумме токов дросселя L1 и первичной обмотки трансформатора. ЭДС на зажимах вторичной обмотки W2, численно равная n21 *U0, имеет полярность, при которой диод VD1 закрыт. Поскольку среднее значение напряжения на конденсаторе С2 равно среднему значению напряжения на нагрузке, то напряжение, приложенное к обмотке дросселя L2, оказывается равным напряжению вторичной обмотки трансформатора TV1. Поэтому дроссель L2, как и дроссель L1 запасает энергию. На этом временном интервале также осуществляется передача энергии, ранее запасенной конденсатором С1 в нагрузку.

На интервале паузы диод VD1 открыт и энергия, запасенная дросселем L2 передается в нагрузку. Энергия же, запасенная дросселем L1 обеспечивает подзаряд конденсаторов С1 и С2. При этом напряжение на вторичной обмотке трансформатора и напряжение на обмотке дросселя L2 оказываются равными напряжению на нагрузке UН. Точно также оказываются равными напряжения на первичной обмотке трансформатора и на обмотке дросселя L1. Напряжение на закрытом транзисторе VT1 будет равным U0/(1-g). Регулировочная характеристика преобразователя, как и в случае однотактного преобразователя с обратным включением диода, имеет следующий вид:

 

UН = n21 *g* U0 /(1-g) (6.27)

 

Отличительной особенностью данного преобразователя является то, что в отличие от ранее рассмотренных преобразователей, перемагничивание материала магнитопровода трансформатора TV1 осуществляется по частному симметричному циклу петли гистерезиса, что позволяет при применении магнитных материалов с малыми удельными потерями уменьшить габариты трансформатора. Еще одной особенностью данного преобразователя является равенство и синфазность изменения напряжений на первичной обмотке трансформатора и на обмотке дросселя L1, а также на вторичной обмотке трансформатора и на обмотке дросселя L2. Последнее обстоятельство позволяет объединить трансформатор и дросселя в один конструктивный магнитный узел. Действительно, если на среднем стержне Ш-образного разрезного магнитопровода (рис. 10.5) разместить первичную и вторичную обмотки как

 

Рис. 10.5. Конструкция интегрированного магнитного устройства.

 

 

в обычном трансформаторе, а на крайних стержнях разместить обмотки соответственно дросселей L1 и L2 то, при числе витков дроссельной обмотки L1 в два раза большем числа витков первичной обмотки и числе витков дроссельной обмотки L2 в два раза большем числа витков вторичной обмотки трансформатора, в идеальном преобразователе изменения тока в обмотках L1 и L2 будут равны нулю. Отсутствие изменений тока в дроссельной обмотке L1, т.е. в токе, потребляемом от источника энергии, позволяет исключить сглаживающий фильтр на входе преобразователя, необходимый для любого из рассмотренных выше преобразователей. Отсутствие же изменений тока в дроссельной обмотке L2 позволяет получить на выходе устройства нулевое значение пульсаций напряжения.