С активным клампом

Рассмотрим влияние индуктивности рассеяния трансформатора на процессы в преобразователе, представив его схему в следующем виде (рис.9-1в).

Здесь трансформатор представлен индуктивностью намагничивания Lm, обусловленной основным магнитным потоком, индуктивностью рассеивания обмоток LS, обусловленной потоками рассеивания и идеальным трансформатором. При запирании транзистора VT на индуктивности LS появится ЭДС самоиндукции, полярность которой (показать на рис.). На индуктивности Lm также будет ЭДС с полярностью, указанной на рис. 9.1в в скобках. Причем , тогда как

Вследствие чего в кривой напряжения сток-исток транзистора VT появятся так называемые “шпильки” (“иглы”).

Наличие шпильки приводит к необходимости применять более высоковольтные транзисторы, т.е. более дорогие и имеющие к тому же большее значение Rd on, что приводит к снижению КПД преобразователя.

Способы борьбы.

1. Снижение LS.

2. Введение демпфирующих цепочек (снабберов), ограничивающих величину этих выбросов (шпилек). Один из вариантов введения такой цепочки RД, СД, VDД показать на рис.9.1в.

3. Применение, так называемого активного клампа, который всё чаще применяется в последнее время. Схема ОПН с активным клампом приведена на внизу рис. 9.1в.

Регулировочная характеристика при наличии активного клампа имеет тот же вид, что и для рассмотренного ранее ОПН (forward), что вытекает из равенства нулю среднего за период значения напряжения на зажимах обмотки дросселя L, а именно

UH= n21gU0.

С другой стороны из баланса вольт-секундных площадей за период для первичной обмотки W1 трансформатора имеем:

 

UCk = γU0/(1-g) и

UСИ VT = U0 + UCk =U0/(1-g).

У этого варианта (варианта ограничения напряжения с помощью активного клампа) появляются еще два положительных момента:

1. улучшение режима работы трансформатора, а именно дополнительное размагничивание материала магнитопровода на интервале паузы за счет подключения к W1 с помощью VTk конденсатора Ск, так, что магнитная индукция на интервале паузы будет меньше чем Br (лучше пояснить рисунком).

2. возможность реализации так называемой мягкой коммутации (soft-switch) транзистора VT, т.е. уменьшения потерь при его включении.

 

Поэтому преобразователи, выполненные по схеме рис.9.1а, применяются в устройствах электропитания телекоммуникационной аппаратуры при относительно невысоких напряжениях U0.

6.4. Основные схемы двухтактных преобразователей (с выводом нейтраль­ной точки первичной обмотки, полумостовые симметричные и несим­метричные, мостовые).

С выводом нейтраль­ной точки первичной обмотки

Схема преобразователя со средней (нулевой) точкой и кривые, поясняющие ее работу приведены на рис.11.2. Трансформатор, входящий в состав преобразователя имеет две идентичные первичные обмотки с числом витков W11=W12=W1 и две идентичные вторичные обмотки с числом витков W21=W22=W2.

Рассмотрим установившийся режим работы идеального преобразователя в случае безразрывных токов дросселя L, при широтно-импульсном управлении транзисторами VT1 и VT2 и отсутствии диода VD3.

При переводе СУ транзистора VT1 в режим насыщения к первичной обмотке W11 трансформатора будет приложено напряжение источника энергии U0. В результате на зажимах вторичной обмотки W21 появится ЭДС Е2 с полярностью, обеспечивающей открытие диода VD1 (полярность ЭДС на зажимах обмоток трансформатора для данного момента времени показана на рис.11.2). При этом на интервале открытого состояния VT1 диод VD2 и транзистор VT2 будут закрыты.

 

 

Рис. 11.2. Схема двухтактного преобразователя со средней точкой (а) и диаграммы, поясняющие ее работу (б).

 

Поскольку ЭДС Е2 равна U0*n21= U0 *W2/W1, то к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное (U0*n21 -UН).

Под действием этого напряжения ток в обмотке дросселя L будет нарастать по линейному закону от минимального до максимального значения, соответствующего моменту времени t=g*T, когда СУ переведет транзистор VT1 в закрытое состояние.

На этом временном интервале осуществляется передача энергии в нагрузку, накопление энергии в дросселе L и подзаряд конденсатора С. При этом напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2 оказывается равным 2*U0, что является недостатком, присущем этой схеме преобразователя и определяющем ее применение при U0 как правило не превышающем несколько десятков вольт. При запирании транзистора VT1 дроссель L1 обеспечивает одновременное открытие обоих диодов VD1, VD2. Так что трансформатор оказывается в режиме короткого замыкания (при этом его первичная обмотка отключена от источника энергии U0 транзисторами VT1, VT2). При этом напряжение, приложенное к закрытым транзисторам VT1 и VT2, оказывается равным напряжению источника энергии UО. К обмотке дросселя в идеальном преобразователе будет приложено напряжение, равное напряжению на нагрузке, и он будет отдавать ранее запасенную энергию в нагрузку и конденсатор С1 (пока ток дросселя будет больше тока нагрузки). При этом через каждый из диодов VD1, VD2 будет протекать половинное значение тока дросселя.

В момент t/T=0,5 СУ переводит транзистор VT2 в открытое состояние, в результате чего первичная обмотка W12 трансформатора (находящегося в режиме короткого замыкания) подключается к источнику энергии. Это приводит к резкому увеличению тока в обмотках W22 и W12 трансформатора. В момент, когда ток в обмотке W22 достигает значения тока дросселя L, начинается процесс запирания диода VD1 (в идеальном преобразователе эти процессы происходят мгновенно, как показано на рис.11.2б). На интервале 0,5T t (0,5 + g)T транзистор VT2 открыт и находится в режиме насыщения, а ток дросселя опять нарастает от минимального до максимального значения. При этом открыт только один диод VD2.

Регулировочная характеристика данного преобразователя имеет следующий вид:

 

UH = 2*n21 *g*U0, (11.1)

где g=tи/T.

 

Как видно из выражения (11.1) регулировочная характеристика данного преобразователя отличается от регулировочной характеристики однотактного преобразователя с прямым включением диода только множителем 2. Подобной регулировочной характеристикой, как было показано выше, обладает двухфазный прямоходовой преобразователь, рассмотренный нами ранее. Однако в последнем случае требуется два отдельных трансформатора. В литературе относительная длительность импульса часто обозначается как D (duty cycle). Причем для однотактных и двухтактных преобразователей как и g подразумеваются разные вещи, а именно для однотактных g=tи/T, тогда как для двухтактных g=tи/0.5T. Поэтому, чтобы исключить путаницу для двухтактных вместо g будем использовать D. Выражение (11.1) будет иметь следующий вид:

 

UH = n21 *D*U0

Следует иметь в виду, что перемагничивание материала магнитопровода в однотактных преобразователях с прямым включение диода, осуществляется по частному несимметричному циклу перемагничивания, тогда как в данном идеальном преобразователе перемагничивание осуществляется по частному симметричному циклу. Поэтому размеры трансформатора в двухтактном преобразователе будут меньшими по сравнению с размерами двух трансформаторов однотактных преобразователей. Кроме того, к достоинству данной схемы следует отнести наличие общей точки для обоих транзисторов, что существенно упрощает выполнение их схемы управления.

Выражение для критического значения индуктивности LКР дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки IН МИН принимает для двухтактного преобразователя (или двух однотактных, работающих на общий фильтр) следующий вид:

 

LКР = = (11.2)

 

Выражения (11.1) и (11.2) остаются справедливыми и в случае введения в схему рассматриваемого преобразователя диода VD3. Разница в работе будет заключаться в только том, что на интервалах закрытого состояния транзисторов оба диода на выходе преобразователя (VD1, VD2) будут закрыты а через диод VD3 будет замыкаться ток, равный токe дросселя.

Следует отметить, что в режиме работы преобразователя близком к холостому ходу, для рекуперации энергии, запасаемой трансформатором на интервалах пауз необходимо параллельно каждому из транзисторов включать так называемые обратные диоды. На рис. 11.2 эти диоды не показаны, так как при соединении подложки с истоком в полевом транзисторе уже существуют эти диоды. В том случае, когда частотные свойства этих диодов не устраивают разработчика встречно - параллельно транзисторам устанавливают диоды Шотки (показать на схеме).

В реальных двухтактных преобразователях, работающих на частотах 20 кГц и выше неодинаковое значение времени выключения транзисторов при их запирании и несколько разное значение напряжения их насыщения приводит к тому, что приращение магнитного потока в трансформаторе на интервале открытого состояния одного транзистора отличается от приращения магнитного потока на интервале открытого состояния другого транзистора. В результате в двухтактных преобразователях может появиться, так называемое одностороннее подмагничивание материла магнитопровода трансформатора. И, как результат, насыщение материала магнитопровода и короткое замыкание для источника энергии, приводящее к выходу из строя транзисторов (лучше пояснить рисунком). Другой причиной появления одностороннего подмагничивания является электрическая несимметрия схемы, возникающая, как правило, при низких уровнях выходного напряжения. Для того, чтобы исключить явление одностороннего подмагничивания приходится прибегать к существенному усложнению схемы управления в двухтактных преобразователях по сравнению с однотактными. С этой целью в схему управления вводится, например, устройство, следящее за средним значением токов транзисторов, и при их разбалансировки, обеспечивающее автоматическую коррекцию длительности включенного состояния транзисторов.

Еще одним недостатком рассмотренной схемы преобразователя является дискретность потребления энергии от источника питания, что как и в случае однотактного прямоходового и обратноходового преобразователей требует установки на входе достаточно громоздкого сглаживающего фильтра. Если перенести дроссель с выхода схемы выпрямления преобразователя в цепь источника энергии как показано на рис. 11.3а и изменить алгоритм работы транзисторов, то последний недостаток может быть устранен.