Однотактные преобразователи с разделительным конденсатором.

Ниже на рис. 8-1 представлена одна из схем ОПН с непосредственной связью входного и выходного напряжений с разделительным конденсатором. Там же приведены кривые, поясняющие работу схемы в установившемся режиме.

Рис. 8.1. Схема ОПН с разделительным конденсатором и временные диаграммы, поясняющие работу схемы в установившемся режиме.

 

Рассматриваемая схема по существу представляет гибрид двух базовых ОПН:

ОПН типа ПВ и ОПН типа ПН. Первый представлен дросселем L1, транзистором VT, конденсатором СР и диодом VD. Второй ОПН типа ПН представлен теми же транзистором и диодом, дросселем L2 и конденсатором СН.

Рассмотрим работу схемы в установившемся режиме в предположении безразрывности токов дросселей L1, L2 и идеальности всех элементов схемы при широтно-импульсном управлении транзистором VT.

При переводе транзистора VT в режим насыщения обмотка дросселя L1 оказывается подключенной параллельно источнику энергии U0 и на интервале импульса дроссель L1 запасает энергию. При этом iL1 нарастает по линейному закону, т.к. мы полагаем неизменными U0 и L1.

 

iL1= IL1 МИН +

На этом временном интервале (на интервале импульса) диод VD закрыт, т.к. к нему приложено напряжение конденсатора СР, полярность которого (указать на схеме). Энергия, ранее запасенная этим конденсатором, передается в нагрузку и запасается дросселем L2 и конденсатором СН, т.е. в этой схеме конденсатор выступает в роли источника энергии для ОПН типа ПН являющегося составной частью рассматриваемого преобразователя. Ток разряда конденсатора СР замыкается по цепи: + СР→ VT→ CRH → L2 → -CP → +CP.

Если положить, что емкости конденсаторов СР и СН достаточно велики, так что напряжения на этих конденсаторах можно считать неизменными и равными соответственно UCp и UCн, то ток дросселя L2 iL2 также как и ток дросселя iL1 нарастает по линейному закону.

 

iL2=

Через открытый транзистор VT протекает суммарный ток iL1 и iL2.

В интервале паузы, т.е. при закрытом транзисторе VT (разокнутом ключе на схеме рис. 8.1) ток дросселя L1, убывающий по линейному закону, замыкается по цепи +U0 → L1 → CP →VD → -U0 → +U0, т.е. конденсатор СР как и в случае ОПН типа ПВ заряжается как за счет, ранее запасенной, энергии дросселя L1, так и энергии источника питания U0,

При этом на интервале паузы через диод VD также замыкается и убывающий по линейному закону ток дросселя L2. Этот ток замыкается по цепи; +L2→ VD → CRH → -L2, т.е. через диод замыкается ток iL1+ iL2.

В соответствии с законом Кирхгофа для средних значений напряжений на интервале периода контура схемы, включающего U0, L1, CP, L2, CRH можно записать:

(+U0) + (+UCp) + (-UH) =0, т.к.

 

(8-1) и . (8-2)

 

Следовательно, UCp =U0 + UH

Из выражения (8-1) в соответствии с кривой uL1(t), представленной на рис. 8.1 можно получить выражение для регулировочной характеристики, рассматриваемого преобразователя.

 

γU0 – (1-γ)UH=0.

 

Следовательно, (8-3)

Из выражения (8-3) видно, что регулировочная характеристика рассматриваемого преобразователя имеет точно такой же вид, что регулировочная характеристика ОПН типа ПИ, т.е. данная схема преобразователя позволяет получить напряжение на выходе как меньше, так и больше напряжения источника питания U0.

Из кривых uL1(t) и uL2(t), представленных на рис. 8.1б, видно, что напряжения на зажимах обмоток дросселей L1 и L2 меняются синхронно и являются синфазными. Причем и на интервале импульса и на интервале паузы эти напряжения оказываются равными между собой. Поэтому и скорости изменения токов iL1 и iL2 также оказываются равными между собой. Равны также будут и приращения этих токов (при условии равенства индуктивности дросселей L1=L2).

 

Приращение тока через транзистор и диод определяется суммой приращений токов дросселей ΔiL1 и ΔiL2:

 

ΔiVT =ΔiVD = ΔiL1 + ΔiL2 =

где LЭКВ=

 

Среднее за период значение тока iL2 равно току нагрузки IH (показать на рис.8.1б) т.к. среднее за период значение тока конденсатора СН ICн ср=0.

 

Среднее значение тока дросселя L1 IL1, равного среднему значению тока I0, потребляемого от источника энергии, можно определить из баланса мощностей. Для идеального преобразователя . Следовательно,

I0=

Напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору VT и диоду VD, оказывается равным сумме напряжений UH и U0.

К достоинствам рассматриваемой схемы преобразователя следует отнести:

возможность получения напряжения на нагрузке как больше, так и меньше напряжения источника энергии, что было свойственно ОПН типа ПИ;

непрерывность потребления тока от источника энергии (для режима безразрывных токов дросселей), что свойственно ОПН типа ПВ, т.е. меньшие габариты входного ФНЧ, при той же пульсации напряжения на зажимах источника энергии, по сравнению с ОПН типа ПН и ипа ПИ;

Недостатки, присущие схеме:

большая величина напряжения на закрытых транзисторе и диоде UVT=UVD =UH+U0, что свойственно ОПН типа ПИ;

большая токовая загрузка транзистора и диода (через эти приборы протекает суммарный ток i0 + iH);

полярность UH как и в случае ОПН типа ПИ оказывается инвертированной относительно полярности источника питания U0;

 

6.3. Основные схемы однотактных преобразователей (с прямым включени­ем диода, с обратным включением диода, с разделительными конден­саторами, с активным клампом).

 

О днотактный преобразователь с прямым включением диода

Схема однотактного преобразователя с прямым включением диода, применяющаяся при относительно низком уровне напряжения источника питания U0 (как правило, до 100 В), представлена на рис. 9.1.

Рис. 9.1. Схема однотактного преобразователя с прямым включением диода.

 

Рассмотрим работу идеального преобразователя, работающего в режиме безразрывных токов дросселя L. При переводе схемой управления транзистора VT в режим насыщения к первичной обмотке W1 трансформатора будет приложено напряжение источника питания U0. В результате на обмотках трансформатора появится ЭДС, полярность которой указана на рис 9.1 (без скобок). Значение ЭДС на вторичной обмотки W2 трансформатора будет равным U0 *n21, где n21=W2/W1 - отношение чисел витков вторичной и первичной обмоток трансформатора (коэффициент трансформации). Диод VD1 будет открыт и напряжение, приложенное к обмотке дросселя L, под действием которого он будет запасать энергию на интервале открытого состояния транзистора VT, окажется равным (U0*n21–UН). На этом временном интервале будет также осуществляться передача энергии в нагрузку и подзаряд конденсатора С (когда нарастающий по линейному закону ток дросселя превысит ток нагрузки). Диод VDр в цепи размагничивающей (рекуперационной) обмотки Wр трансформатора и диод VD будут закрыты. При запирании транзистора VT изменится полярность ЭДС на зажимах обмоток трансформатора, что приведет к закрытию диода VD1 и открытию диодов VD и VDр. В результате ранее запасенная дросселем L энергия через диод VD будет передаваться в нагрузку и обеспечивать подзаряд конденсатора С (до тех пор пока уменьшающийся ток дросселя будет больше тока нагрузки). Кривая напряжения на обмотке дросселя и кривая тока дросселя совпадают по форме с соответствующими кривыми ОПН типа ПН и имеют вид, представленный на рис. 9.1б.

 

Отличие заключается только в том, что на интервале импульса к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное (U0*n21 – UН), а не (U0 – UН) как это имеет место для ОПН типа ПН. Поэтому выражение для регулировочной характеристики данного идеального преобразователя, полученное из условия равенства нулю среднего за период значения напряжения, приложенного к обмотке дросселя, в установившемся режиме работы ОПН принимает следующий вид:

Uн =g*n21*U0 (9.1)

Выражение для критической индуктивности дросселя LКР, определяющей границу между режимами работы преобразователя с разрывными и безразрывными токами дросселя L, полученное для ОПН типа ПН остается справедливым и для ОПН с прямым включением диода.

Энергия, запасенная самим трансформатором на интервале импульса, в схеме рис.9.1а возвращается (рекуперируется) на интервале паузы в источник питания U0 через диод VDр и обмотку трансформатора Wр. Для того, чтобы можно было выполнять магнитопровод трансформатора без немагнитного зазора или без применения материалов с так называемым распределенным воздушным зазором, необходимо, чтобы энергия запасенная трансформатором на интервале импульса, на интервале паузы была полностью возвращена в источник питания. В этом случае в установившемся режиме работы перемагничивание материала магнитопровода трансформатора будет осуществляться по частному несимметричному циклу при изменении магнитной индукции от значения, равного остаточной магнитной индукции до некоторого максимального значения, меньшего индукции насыщения. Естественно, что чем больше относительная длительность импульса gмакс, тем меньше должна быть индуктивность обмотки Wр, но тем больше будет напряжение UVT макс, приложенное к закрытому транзистору преобразователя.

UVT макс = U0*(1+W1 /Wр) (9.2)

Так, при gмакс =0,5 т.е. при W1 =Wр, напряжение на закрытом транзисторе идеального преобразователя уже превышает его входное напряжение в два раза. В реальном же преобразователе, элементы которого обладают паразитными индуктивностями и емкостями, это напряжение может оказаться существенно большим по сравнению со значением, определяемым выражением (9.2).